《运算放大器参数解析与LTspice应用》 第2章：2.1~2.3

888888

第2章《运算放大器参数解析与LTspice应用》

第1章回顾了放大器的基本理论，所涉及放大器的分析多以理想放大器为模型。在实际工作中，真实放大器的设计必须考虑电气参数，本章以真实放大器型号为例详细介绍电气参数的使用方法，针对容易被忽视或者产生误解的参数，通过提供的典型案例进行讲解，以及配合LTspice仿真验证。

2.1　放大器数据手册概述
理想放大器特性包括：不存在失调电压（Vos），没有偏置电流（Ib），输入阻抗（Rin）无限大，共模抑制比（CMRR）无穷大，没有噪声（enp-p），带宽（BW）无穷大，并且参数不受温度等条件的影响等，如此完美的放大器是不存在的。

实际工作中放大器的设计，不仅需要考虑这些参数，还需要关注参数相应的测试条件及影响因素。这些信息都来自放大器的数据手册（Data Sheet）。

阅读数据手册要注意使用方式，曾经遇到过工程师仅通过数据手册首页中特性描述，就“高效”地完成了放大器的评估选型并开展设计，但测试时出现了问题，笔者重新讲解了数据手册的使用方式，并定位设计漏洞，提供可行的整改方法。所以掌握阅读数据手册的方法，以及对参数的正确理解和运用，是完成放大器设计的首要任务。本章将对电压型反馈放大器的参数进行分析，希望帮助工程师在今后的工作中能顺利完成放大器的设计工作。

放大器数据手册的首页通常提供该芯片在同类型产品中特性最卓越的一面，以便工程师在第一时间初步评估是否满足自己的主要需求。图2-1所示为ADA4077数据手册首页中电气特性描述，它是一款增益带宽积为4MHz，电压噪声为7 nV/HZ的精密放大器。在25℃环境中，A级SOIC封装的失调电压最大值为50μV，偏置电流最大值为1nA，电源抑制比、共模抑制比、开环增益最小值为120dB。看到这些信息完全可以确认ADA4077能够很好地应用在直流小信号或者低频率小信号的调理电路中。
但是在应用中如何设计才能发挥出上述性能，这需要准确掌握参数的工作、测试条件等信息。下面以ADA4077为例分析放大器的电气特性。

图2-2至图2-6中的电气参数，均是ADA4077在25℃、±15V电压供电、共模电压为0V的工作条件下的测试结果。在放大器数据手册中，根据放大器的供电电源范围不同，通常提供多组供电电压条件的参数详情，以便工程师根据需要选择合适的工作条件进行详细评估。

图2-2所示为ADA4077的输入特性，包括失调电压、失调电压漂移、输入偏置电流、输入失调电流、输入电压范围、共模抑制比、大信号电压增益、输入差模和共模电容、输入共模电阻。这些参数主要对信号的直流误差产生影响，在涉及直流信号、低频信号的处理中需要重点关注。对于具体参数的典型值与极限值（最小值、最大值）在设计中都需要覆盖。

图2-3所示为ADA4077的输出特性，包括高电平输出电压、低电平输出电压、输出电流、短路电流、闭环输出阻抗。其中，高电平输出电压、低电平输出电压用于确认输出信号是否因为该限制而导致失真。输出短路电流限制放大器最大的负载能力。输出电流对放大器输出级晶体管的功耗产生影响，进而影响放大器的内部电路总功耗，导致放大器温度上升影响全部参数特性。由于开环输出阻抗测试难度大，通常通过测试闭环输出阻抗进行间接计算。开环输出阻抗在容性负载电路的稳定性、SAR型ADC驱动电路等应用中具有重要影响。

图2-4所示为ADA4077的电源特性，包括电源抑制比和每个放大器的电源电流。供电系统电源的纹波噪声过大，将导致放大器信号处理时误差增加。每个放大器电源电流用于评估放大器的静态功耗，在高压摆率的放大器中通常需要注意该参数。

图2-5所示为ADA4077的动态性能，包括压摆率、建立时间、增益带宽积、单位增益交越带宽、-3dB闭环带宽、相位裕度、总谐波失真加噪声。其中，压摆率用于评估交流大信号、阶跃大信号的（全功率）带宽。而增益带宽积、单位增益交越、-3dB闭环带宽都可以用于评估交流小信号、阶跃小信号的带宽。建立时间在SAR型ADC驱动电路中需要重点考虑。相位裕度关系到放大器的稳定性，在直流与交流信号处理电路中都需要评估。总谐波失真加噪声是放大器线性度的重要指标。

图2-6所示为ADA4077的噪声与隔离度性能。噪声性能提供0.1～10Hz电压噪声的峰—峰值、电压噪声密度和电流噪声密度。在宽带噪声评估中，首先将噪声密度换算为噪声电压RMS值，然后计算为噪声电压峰—峰值，最后用于评估电路的信噪比或者总谐波失真加噪声等参数。如何区分电流噪声与电压噪声影响的比重，需要依据电路具体的设计。多通道放大器隔离度性能用于评估放大器通道之间形成串扰的影响程度。

如上所述，是以ADA4077为例的放大器参数特性表。在放大器设计中，电路的需求必须符合特性参数表中的指标，但是如果仅考虑参数特性表，也会遗漏众多信息，下面详细介绍放大器参数所涉及的应用要点。

888888

2.2　失调电压与漂移失
调电压是工程师在直流信号调理电路中最常遇到的问题。第1章分析负反馈放大电路的重要原则“虚短”，工程师都会记得“短”，即放大器的输入两端电压相等，而容易忽略“虚”，即相等是近似的。其中的差异来自于失调电压，我们通过案例了解一下它的存在。

2.2.1　失调电压案例分析
2019年8月11日（星期日）晚上，笔者接到负责电源领域同事的信息，一家上市公司在汽车电子领域首款产品的小批量生产测试中出现异常，其中使用ADI放大器设计的电路发生“失效”问题，急需申请失效分析。8月12日上午到该企业，工程师检查电路设计不存在问题，并通过ADI官方指定渠道购买了15片ADA4851-1，其中2片芯片所在的板卡出现“失效”，将“失效”板卡中ADA4851-1芯片与正常工作板卡的ADA4851-1芯片进行互换，“失效”现象跟随“异常芯片”继续复现，因此要求进行失效分析。
面对上述问题的现象描述，笔者无法定位问题的根源，与项目组负责人详细了解电路图和测试过程。如图2-7所示，使用ADA4851-1组建差动放大电路，电路由+5V单电源供电，TP1000由参考电压源提供。工作中，输入端TP1001与TP1006连接到地，如果ADA4851-1的输出端（TP1011）电压超出±38.7mV时，系统判定电路出现异常并终止工作，上述2片“问题”芯片的输出电压均超过±38.7mV。

这是一起由放大器失调电压为主要因素导致故障的典型案例。针对ADA4851-1的电气参数进行分析，如图2-8所示。在25℃环境中，+5V供电，电路增益为1时，输入失调电压典型值为0.6mV，最大值为3.4mV。

假定比例电阻完全匹配，即R1000与R1010为220Ω，R1001与R1011为12kΩ。如1.7.6小节所述，由差动放大电路传递函数（式1-28）得到该差动放大电路的增益为54.4倍。输入失调电压经过放大后的输出应为32.7mV（典型值），此时电路正常工作，但是失调电压最大值对应的输出值为185.5mV，已经超出判定故障的门限电压。而+5V电压供电时失调电压的分布如图2-9所示，输入失调电压为±1mV的比例明显，而此时对应的输出电压为±54.4mV，同样超出系统判定的阈值。

所以笔者与工程师确认，将现有ADA4851-1应用电路的输出电压折算到输入端，均在数据手册参数范围内，工作不存在失效问题，该电路的软件判定阈值设计不合理，建议整改办法如下。（1）调整判定故障的阈值电压。（2）使用低失调电压的放大器，类比ADA4528，在25℃环境中，+5V供电，失调电压最大值仅为2.5μV，如图2-10所示。失调电压的分布更为集中，如图2-11所示。此外，在本次故障问题排查过程中，还向工程师讲解了导致电路直流误差的诸多因素，应工程师的请求分享此前整理的放大器参数笔记。也是该案例的触动，笔者决定将笔记进一步完善整理成册，方便大家学习与使用。

2.2.2　失调电压定义
图2-12（a）所示为放大器模型，短路放大器的两个输入端（Vp、Vn），如果是理想放大器，其输出电压VO应为0V。但是，真实放大器内部处理Vp与Vn的输入级存在失配，导致放大器的输出电压不为0V。为了实现真实放大器的输出电压为0V，需要在输入管脚之间增加适合的校正电压，称为失调电压（Offset voltage，Vos）。

如图2-12（b）所示，真实放大器的电压传递曲线（VTC）不会过原点，它无论向左移还是向右移都由失配的方向决定。可以理解为在理想或无失调电压放大器的一个输入端串联一个电压源Vos，其电压传递曲线见式2-1。

2.2.3　失调电压产生原因
（1）输入级的制造工艺放大器输入失调电压的产生主要因为输入级对称三极管晶圆的不匹配。如图2-13所示，三极管（VT1，VT2）的匹配度，在一定范围内和晶圆面积的平方根成正比，就是说匹配度提高到原来的2倍，晶圆面积就是原来的4倍。当达到一定水平后，增加晶圆面积也不能改善输入失调，另外增加面积会直接增加芯片的制造成本。所以，常用的方法是在放大器生产后再进行测试与校准，或者在输出级使用斩波等技术改善放大器的失调电压。

表2-1所示为ADI不同种类放大器的失调电压范围和代表型号。

（2）芯片封装技术
放大器的封装类型通常包括SOIC、MSOP、LFCSP、SOT-23等几种，大多数放大器的封装不会影响失调电压。如图2-14所示，ADA4528-1有MSOP、LFCSP封装两种，失调电压的典型值、最大值和最小值没有因为封装而不同。但是少数放大器的封装技术会影响放大器的失调电压。如图2-2所示，ADA4077-2 A级的MSOP封装芯片的失调电压最大值为90μV，典型值为50μV。同等条件下，SOIC封装的ADA4077-2 A级芯片的失调电压最大值为50μV，典型值为15μV。两种封装失调电压的分布也存在明显区别，其中SOIC封装的失调电压分布相对集中，如图2-15所示。

注意：芯片规格中常见A级、B级产品，当生产的原材料、制造过程完全一致时，区别在封装测试完成以后，将个别较好的参数进行标记。如图2-2所示，除失调电压、失调电压漂移以外，ADA4077-2中A级与B级的电气参数相同。

2.2.4　失调电压漂移定义
失调电压漂移（Offset Voltage Drift）定义为因温度、工作时间变量变化时，输入失调电压随其变化量的比值。
（1）变量为温度，表示输入失调电压的变化量与导致该变化的温度变化量的比值。数据手册提供的参数为测量温度范围内的平均值，单位是μV/℃，符号为ΔVos/ΔT，或者为dVos/dT。温漂移的失调电压的计算公式见式2-3。

以ADA4077-1 SOIC封装B级芯片为例，在25℃环境中，供电电压为±15V，失调电压最大值为35μV，失调电压漂移最大值为0.25μV/℃。当芯片温度上升到75℃时，将参数代入式2-3计算失调电压变化为47.5μV。

需要注意温度变化带来的失调电压迟滞效应，即稳定性与温度周期变化。在环境温度改变并随后回到室温时，失调电压在很大程度上将回到起始幅度。如图2-16所示，温度从室温变为+125℃到-40℃循环三次，最后回到室温时的输入失调电压变化。虚线表示初始预调理周期，用以消除ADA4077在生产时回流焊温度下引起的最初温度相关失调偏移。

在这三个全温度周期中，失调迟滞典型值为1μV，或小于完整工作温度范围内65μV最大失调电压的1.5%。如图2-17直方图显示，当ADA4077仅经历半个周期（即从室温变到125℃高温，再回到室温）时迟滞较大。

（2）变量为时间，失调电压漂移的单位是μV/Mo，表示失调电压每月变化多少微伏。其代表放大器在长期工作中失调电压的稳定性。图2-18所示为ADA4077实测10000小时，失调电压长期漂移的平均漂移小于0.5μV。通过模拟系统长期运行测试，工程师可以评估该放大器在长期运行设备中的稳定情况。漂移是放大器难以处理的参数，因为它的存在随时会产生新的失调电压，所以常见的处理方法是使用漂移参数小的放大器，或者使用自稳零技术的放大器。

2.2.5　失调电压测量与仿真

测量微伏至毫伏范围的输入失调电压，要求测试电路产生的误差远远低于失调电压本身。如图2-19所示，使用ADA4077-2组建反相放大电路，提供±15V电源供电，并将输入端信号接地，电阻R1阻值为10Ω。放大器的其余参数对失调电压的影响可以忽略，同相输入端匹配电阻R3为10Ω。该电路的噪声增益为1001倍。测试中使用高精度电压表测量放大器输出端（VO）的电压。最后，将输出电压除以电路噪声增益，得到ADA4077输入侧的失调电压。

实测放大器输入失调电压时，需要注意如下几个问题。

（1）供电电源要求低纹波、低噪声，例如电池。

（2）电路的工作温度保证在25℃，并远离发热源。当电路上电工作稳定，板卡温度没有变化后进行测量。

（3）失调电压测试误差可能来自寄生热电偶结点，这是两种不同金属连接的时候形成的。例如，电路同相输入端的电阻R3，可以匹配反相输入路径中的热电偶结点。热电偶电压范围通常在2～40μV/℃以上，并且随温度变化有明显变化。

（4）电阻的两个引脚焊接在相同的金属（PCB铜走线）上会产生两个大小相等、极性相反的热电电压。在两者温度完全相同时，这两个热电电压会相互抵消。所以，控制焊盘和PCB走线长度，减小温度梯度可以提高测量精度。

使用LTspice对图2-19所示的电路进行瞬态分析，仿真结果如图2-20所示。ADA4077-2输出电压为-35.268mV，折算到输入端的失调电压为-35.233μV。对比图2-2数据手册，仿真结果在ADA4077失调电压范围内。

2.2.6　失调电压处理方法

早期单通道放大器具有失调电压校准的引脚。例如，很多工程师熟知的OP07，其失调电压调整电路如图2-21所示。使用电位计连接具有失调电压校准功能的1脚、8脚，电位器的分压处连接到电源。如果放大电路设计完善，失调调整范围不会超过最低等级器件的最大失调电压的2～3倍。然而，在实际电路中，无法保证这些引脚没有噪声，或者避免使用长导线将该引脚连接到相距较远的电位计，以及放大器失调调整引脚的电压增益可能大于信号输入端的增益，这些因素增加了失调电压校正的难度。所以，该引脚功能使用并不理想。OP07最新一代替换产品ADA4077-1中1、8脚都定义为NIC，即内部不连接管脚。

目前主流的失调电压处理方法是外部方法，即使用可编程电压实现对失调电压的调整，例如使用数模转化器或者数字电位器。

如图2-22（a）所示，采用反相配置的放大电路，在反相端提供失调电压调节电路。当Rb大于R1的100倍以上时，放大器的输出失调电压Vos满足式2-4。

如图2-22（b）所示，采用反相配置的放大电路，在同相端提供失调电压调节电路。其中C1用于降低电阻引起的噪声。Ra阻值为Ra1与Ra2之和，它等于R1与R2的等效并联阻值。Ra2阻值范围为100Ω～1kΩ，Rb阻值是Ra2阻值的100倍以上，输出失调电压Vos满足式2-5。

图2-23所示为采用同相配置的放大电路使用的失调电压抵消电路，应该避免对反馈回路的增益产生影响。R2阻值为R2a与R2b之和，R2b小于R2a的10%，Rb为R2b的100倍以上，输出失调电压Vos满足式2-6。

2.2.7　噪声增益评估输出失调电压
笔者常常遇到工程师在评估放大器的输入失调电压对其输出失调电压的影响时，使用电路闭环增益G，即输出失调电压视为输入失调电压与闭环增益的乘积。这种方式并不正确，因为在负反馈电路中，输出失调电压、噪声不能被电路减小。
如图2-24（a）所示，同相放大电路的闭环增益为式1-16，而将放大器的同相信号输入端与地短接时，输出电压（VO）见式2-7。
同理，如图2-24（b）所示，反相放大电路的闭环增益为式1-13，将放大器的反相信号输入端与地短接时，输出电压（VO）见式2-8。

由此可见，放大器的输出失调电压在电路没有输入信号时，仍能输出某个直流电压（Eo），把这种不希望出现的输出电压当成一个误差，比较贴切的名称为“输出直流噪声”或者“输出直流误差”。评估“输出直流噪声”时，使用噪声增益更加合理。所谓噪声增益（Gn）就是放大电器用于同相放大电路时的闭环增益，见式2-9。

考虑放大器的其他参数，噪声增益最为准确的关系式见式2-10。

fdsadfdsid

2.3　偏置电流与失调电流放大器存在失调电压会呈现“虚短”，而“虚断”则与放大器的偏置电流相关。

2.3.1　偏置电流与失调电流的定义
真实放大器在输入管脚都会吸收少量电流。在某些应用中，这些电流可能导致误差而影响电路的精度，或者导致电路工作异常。

如图2-25所示，放大器的同相输入端流过的电流为Ib+，反相输入端流过电流为Ib-。放大器的输入偏置电流（Input Bias Current，Ib）定义为流过两个输入端电流的均值，见式2-11。

如图2-26所示，失调电流、偏置电流所导致的电路直流噪声，是Ib+、Ib-分别流入放大器的同相、反相输入端的电阻网络形成的电压差。在噪声增益的作用下，放大器的输出端产生输出直流噪声EO见式2-15。

放大器偏置电流的值大小不一，新一代静电计类ADA4530放大器的偏置电流的最大值为20 fA（25℃），高速放大器偏置电流可达数十微安，普通的精密放大器偏置电流约在纳安级。失调电流值通常小于偏置电流值。如表2-2所示，在25℃环境下，以±15V为工作电源时，对比第一代精密放大器OP07与第六代精密放大器ADA4077的偏置电流与失调电流。在相同电路中，如果使用封装兼容的ADA4077替换OP07，由失调电流、偏置电流引起的输出直流误差将显著下降。

偏置电流参数也会随温度变化，在工作温度范围较大的应用中需要结合温度条件评估偏置电流的参数。图2-27所示为ADA4077的输入偏置电流与温度关系，当电路使用±5V电源供电，在25℃环境工作时，Ib-为-0.21nA、Ib+为-0.39nA；温度上升到75℃后，Ib-变为-0.26nA、Ib+变为-0.47nA。

2.3.2　偏置电流案例分析
如上述偏置电流、失调电流经过输入端电阻网络形成一个失调电压，看起来只要匹配好的电阻网络，就可以有效降低偏置电流对电路的影响，其实不然，偏置电流的存在本身就值得关注，通过下面案例进一步理解。

2018年8月中旬，一位工程师反馈所设计的250kHz信号处理电路出现异常，电路第一级放大器输出信号是峰—峰值为0.2V、频率为250kHz的正弦信号。第二级电路如图2-28所示，使用AD8066设计为缓冲器电路，发现在输出端存在严重的失调电压。工程师认为电路使用交流耦合方式，应该避免了第一级放大器直流噪声的影响。

检视AD8066电路时未察觉异常情况，而故障复现的测试中，发现工程师所使用的AD8066测试电路如图2-29所示。即图2-28所示的电路中AD8066同相输入端IN网络里的电阻R4没有焊接。在交流耦合电路中，将导致AD8066偏置电流没有完整的直流回路，放大器内部晶体管缺少正确的静态工作点。找到问题原因，恢复焊接电阻R4，电路运行正常。

使用LTspice仿真图2-29所示的AD8066测试电路，瞬态分析结果如图2-30所示，缺少电阻R4的电路中，AD8066输出信号存在200mV的失调电压。

对图2-28所示的AD8066设计电路进行仿真，瞬态分析结果如图2-31所示。AD8066的输出不再复现失调电压。所以在放大器的设计中，必须保证偏置电流具有完整的直流回路。

2.3.3　偏置电流产生的原因
电压型反馈放大器的差分输入级晶体管包括双极性晶体管（BJT）和场效应晶体管（FET）。以双极性晶体管为例，为保证放大器内部晶体管工作在线性区，必须提供基级偏置电压，或者提供基级电流，这是偏置电流产生的原因。与失调电压产生的原因相同，半导体工艺上难以做到输入级两个晶体管完全匹配，导致输入级晶体管的电流有差别，这就是失调电流。另外，在大规模生产中，放大器偏置电流的参数近似正态分布。图2-32所示为ADA4077的输入偏置电流分布。

偏置电流的流向（极性）：偏置电流在简单输入结构的放大器中是单向流动，它与输入级晶体管的类型有关。若输入级晶体管是NPN BJT型或P沟道JFET型时，Ib+、Ib-方向为流入晶体管体，如图2-33所示。若输入级晶体管是PNP结构双极性晶体管，或者N沟道JEFT型时，Ib+、Ib-方向为流出晶体管体。在复杂的输入结构时（如偏置补偿和电流反馈运算放大器），偏置电流可能是两个或以上内部电流源之间的差分电流，并且可能是双向流动。

最初的BJT型放大器的Ib+、Ib-值较大。例如，LM741工作在25℃环境中，偏置电流最大值为500nA，在电路设计中需要详细评估偏置电流对输出信号的影响。随着半导体工艺技术的发展，芯片内部降低偏置电流的技术已经成熟。由特定电路预估输入晶体管所需的基极电流，然后通过晶体管内部提供这些电流，使得在芯片外部看来好像放大器没有任何输入电流。OP07是使用内部偏置电流消除电路的第一代产品。在25℃环境中，OP07偏置电流最大值降低到4nA。

图2-34为OP07内部电路示意图，放大器输入级的核心差分对管是VT1、VT2，二者的基极电流被复制到共基极晶体管VT3、VT4的基极，然后被镜像电流源VT5/VT7、VT6/VT8检测到。这些镜像电流源反射这些电流，并将它们重新注入VT1、VT2的基极，由此抵消芯片外部的输入偏置电流。

对于JFET输入型放大器，由于场效应管是电压控制电流器件，所以其栅极电流是很小的。目前，JFET输入型放大器的每个输入端设计有ESD保护二极管。这两个二极管都有漏电流，而且一般比栅极电流大得多，这就是JFET型放大器偏置电流的来源。如两个输入端二极管的不完全匹配，还会造成输入失调电流。

ADA4627-1、ADA4637-1是JEFT输入型放大器。如图2-35所示，在25℃环境中，±15V电源供电时，偏置电流最大值为5pA，失调电流最大值为5pA，适用于光电二极管信号处理电路、自动测试设备以及医疗等场景。

2.3.4　偏置电流、失调电流的测量与仿真
偏置电流测量方法有多种，工程师倾向于在现有电路中实现测量的方法，避免增加额外测试电路。图2-36所示为ADA4077的偏置电流与失调电流测试电路，R1、R2是串联在放大器输入端的1MΩ电阻，用于感应Ib-与Ib+，通过控制开关S1和S2通断的状态分别测量Vos、Ib+、Ib-单独或者组合情况下，作为激励产生的相应输出直流噪声，进而计算出Ib+、Ib-，并最终得到Ib、Ios，测试操作步骤如下。

步骤一，测试放大器的输入失调电压对输出直流误差电压的影响。将开关S1和S2全部闭合，由于兆欧级电阻R1、R2被开关短路，Ib-流经R3、Ib+流经R5所引起的误差电压比失调电压误差通常小1%。因此，认为该状态下测量的放大器输出电压Vo1是由输入失调电压Vos所导致，其关系见式2-18。

步骤二，断开开关S2，开关S1保持闭合，此时待测放大器的Ib+流入R2，在放大器的同相输入端形成一个附加失调电压VIb+，它与放大器Vos在电路噪声增益的作用下，共同产生输出直流误差电压为Vo2，见式2-19。

步骤三，闭合开关S2，断开开关S1，而Ib-在R3与R1连接端形成另一个附加失调电压VIb-，它与放大器的Vos在电路噪声增益的作用下，共同产生输出直流误差电压为VO3，见式2-21。Ib-的电流流向为VO→R4→VIb-→R1→ADA4077反相输入端，可得式2-22。

2.3.5　偏置电流处理方法

如2.3.2小节案例所述，处理偏置电流首先要保证偏置电流的直流回路完整。在仪表放大器应用中，有众多传感器信号需要隔离处理。耦合方式包括电容耦合、电感耦合，在这些电路中偏置电流处理不当将引发电路异常。如图2-40所示，对比错误与正确的仪表放大器耦合电路结构图，以便工程师使用。关于仪表放大器使用方式的更多介绍可参阅3.1节。

其次，放大器输入端电阻匹配。如图2-26所示，使Ib+流过同相输入端电阻Rp引起的电压与Ib-流过反相输入端电阻R1和R2产生的电压相同来实现补偿。这样可以最大限度地减少直流误差，但是当偏置电流匹配不佳时，这种消除偏置方式适得其反。

第三，控制Ib+、Ib-流经回路的电阻阻值，或者选择低偏置电流的放大器。

2.3.6　放大器的总失调电压

通过2.3.4小节讲解偏置电流的测量方法，可以看出放大器的总失调电压是由放大器的输入端失调电压、偏置电流所导致，电路模型如图2-41所示。在进行总失调电压分析时，可以将其折算到输入（RTI）或者输出（RTO）电压。工程师依据设计习惯进行选择，其中RTO值更适合用来比较该级放大器与下一级放大器的净误差。式2-23为放大器的总输出失调电压Vos_RTO。